郭淑筠，张波
（华南理工大学电力学院，广州 510641）
在节能减排的要求以及代步便利性的需求下，电动自行车E-bike（electric bicycle）在生活中的占比越来越高，电动自行车的体积限制了电池容量，造成了续航时间短，而充电的频繁性带来了巨大的安全问题。无线电能传输的主次之间没有任何电接触，使其坚固、可靠、无火花，采用无线输电技术为电动自行车电池组充电，比传统的插电式充电系统更方便、更安全。
近年来，已有国内外学者和研究机构对电动自行车无线输电技术开展了研究，但仍存在许多问题制约了该技术的推广。首先是效率问题，无线充电导致充电效率的大幅降低是目前该技术推广的一大阻力；
其次是体积问题，过于笨重的充电器不适合应用于电动自行车，小型轻量化的充电器能推动无线充电的进一步向前发展；
此外还需要考虑充电的稳定性，线圈的偏移以及负载的变化都会对无线输电造成影响，通常要求WPT 系统的输出具有恒压或恒流特性；
最后是安全问题，需要考虑异物等导致的发热消防安全问题，以及电磁辐射的生物安全问题。
本文介绍了电动自行车磁耦合机构的设计；
详细分析对比了充电的恒压恒流控制方式，并描述了所用补偿电路拓扑的特性；
另外在整流电路以及异物检测等方面进行了叙述，为电动自行车无线充电技术未来的研究提供方向。
图1 是电动自行车无线充电系统的基本框架，磁耦合机构是电动自行车无线充电系统的一个关键部分，影响无线充电系统原、副边能量的耦合与传输。电动自行车无线充电系统常见的耦合线圈结构如图2 所示，其共同特点是体积小、易发生偏移。
图1 电动自行车无线充电系统框架Fig.1 Framework of wireless charging system for E-bike
图2 耦合线圈结构Fig.2 Structures of coupling coils
对于图2（a）所示的圆形线圈来说，各方向抗偏移能力相同，但相比于同尺寸的其他线圈，在气隙间距和偏移度相同的情况下耦合系数更小；
图2（b）所示的DD 对称型线圈扩大了磁通耦合范围，减小了边缘漏磁，并且对线圈间距离和x 轴方向偏差有更好的容忍度[1]；
相比于双线圈结构，三线圈结构可以增强偏移时线圈之间的磁场耦合，提高传输距离，并获得更高的能量传输效率，同时降低线圈的电流应力[2-3]，图2（c）所示的三线圈结构将中继线圈安装在发射线圈的内侧，增加了空间利用率。
在磁耦合机构中添加铁氧体可以实现磁屏蔽并降低磁阻，但会增大充电器的重量。图2（d）是针对电动自行车提出的高功率磁感应耦合器，方型线圈（17 cm×11 cm）背部有多个小型铁氧体磁芯呈矩阵排布，线圈和铁氧体均嵌在尼龙组件内侧，该结构可以很好地解决边缘漏磁问题，且具有较好的散热能力[4]；
对于需要在不同的线圈间切换的无线输电系统，图2（e）给出了一种复合线圈结构，发射侧将3 种线圈叠加在一起，使得充电器结构更加紧凑，通过拆分和重构发射线圈结构，实现电动自行车充电时的状态转换[5]；
不同于传统的一对一形式的线圈结构，一种三明治形式线圈的结构如图2（f）所示，接收线圈位于中间，上下均有发射线圈，从而增加了耦合系数，随着铁氧体垫的宽度的增加，气隙固定的夹层结构使得二次侧自感保持较小的变化，一次侧自感的变化较大[6]。
针对电动自行车提出的耦合机构大都需要加装外设容纳耦合线圈，奥克兰大学提出利用电动自行车的支撑脚来安装磁耦合机构，如图3 所示。图3（a）将耦合机构安装在单支撑侧支架，采用双圆柱螺线管耦合机构，但磁通较多集中在螺线管发射线圈的两侧，通过接收线圈的磁通较少，增加铝屏蔽会导致传输功率的降低；
图3（b）中的发射线圈采用圆形线圈，发射线圈底部装有铁氧体板，该结构的优势在于即使基座后面有金属物体也不会产生涡流，但铁氧体板外侧延伸部分的增加对效率的提高作用有限；
若将铁氧体棒代替铁氧体板，也可以达到相似的效果，其结构如图3（c）所示；
另外，由于电动自行车的支撑支架与地面的接触面积更大，可以将螺线管线圈安装在支架中间的金属横杠，其耦合面积比单支撑支架更大，水平放置的螺线管耦合机构如图3（d）所示，但发射线圈四周都有磁场，如果磁耦合机构的底部有金属物体，就会产生涡流造成额外的损失；
发射侧采用双D 型线圈的结构如图3（e）所示，通过在底部放置铁氧体使得磁通更多地流向接收侧[7-8]。
图3 奥克兰大学提出的磁耦合机构Fig.3 Magnetic couplers proposed by the University of Auckland
电动自行车上的锂电池体积相对较小，安装位置灵活，目前大多采用的是锰酸锂电池，这种电池的价格便宜且低温性能好，考虑电动自行车的使用情况故需要频繁充电，为了延长电池的使用寿命，要求按照规定的充电曲线进行充电[9-10]，避免恒流过充以及恒压欠充。负载偏移会引起耦合系数的改变，充电过程中电池等效负载的变化，以及电源的频率波动等都会对电动自行车的无线充电造成影响，为了无线充电输出端的稳定[11]，在众多因素的影响下实现无线充电的恒压/恒流（CV/CC）控制十分必要[12]。
2.1 基于双边通信的CC/CV 控制
目前的电动自行车无线充电产品中，通常利用双边通信的闭环控制来实现恒压恒流充电。这种闭环控制如图4 所示，可以分为3 大类：频率跟踪、阻抗匹配和DC-DC 直流变换[13]。
图4 闭环控制Fig.4 Closed-loop control
由于磁耦合谐振无线输电系统在“过耦合”区域存在频率分裂的现象，频率跟踪通过调整工作频率来控制输出电压，但当工作频率偏离峰值频率过大时，变频控制会导致功率传递能力下降，系统不稳定。阻抗匹配通过使用继电器或半导体开关来控制电容的值，从而改变电压电流的大小；
但阻抗匹配通常应用于高频和低功率条件下，否则会因为电容/电感矩阵庞大而复杂，从而增加系统的尺寸和控制复杂度并增大功率损耗，不适合用于电动自行车的无线充电。直流变换通过对DC-DC变换器占空比的调整来调节输出电压；
但它造成了额外的能量损失，降低了系统整体的效率。
文献[14]将副边电流信息通过无线通信传输给原边，产生PWM 信号来控制逆变器的工作频率，设计了一个功率约为50 W的低功耗的电动自行车无线充电系统；
文献[15]运用XBee-Pro S2 进行通信，建立了一个输出电压42 V，传输功率为80 W，效率为81%的电动自行车电池充电器全尺寸原型。
2.2 基于拓扑切换的CC/CV 控制
由于电动自行车的室外充电环境通常比较复杂，基于双边通讯的控制方式在无线通信链路受到磁场干扰的情况下，可能会导致输出不稳定或控制失效。为了消除这种弊端[16]，提出一种双拓扑磁感应耦合无线充电系统，如图5（a）所示，该系统通过在S-S 拓扑和S-P 拓扑之间切换，分别实现恒流和恒压输出，但所提出的电路过于复杂，包含一个中心抽头松散变压器和3 个开关器件[17]。图5（b）给出一种用2 个双向开关切换接收侧补偿的拓扑，实现由CC 模式切换到CV 模式充电。当S1闭合时，系统实现恒流输出；
当S2闭合时，系统实现恒压输出。交流开关由2 个反串联的MOS 管或2 个反并联的IGBT 组成，2 种模式下都能实现零相位角ZPA（zero phase angle）条件[18]。一种基于可变线圈结构的电动自行车磁感应无线充电系统如图5（c）所示，在发射侧设置了3层线圈，利用开关切换不同拓扑结构，当S1和S2断开时进行恒流输出，S1和S2闭合时为恒压输出[5]。
图5 拓扑切换控制的IPT 系统拓扑Fig.5 Topology of IPT system based on topology switching control
随着传输距离的增加，含中继线圈的三线圈WPT 系统效率更高，表现出更好的性能。图6（a）为电动自行车构造了谐振无线输电系统的复合拓扑结构，S1闭合时通过S-S-S 拓扑实现恒压传输，S2闭合时通过S-S-LCC 拓扑实现恒流传输[19]。接收端采用拓扑切换的方案，无疑增大了电动自行车侧的充电器复杂度及体积。若发射端采用LCL 补偿和接收端采用串联补偿，用解耦的DD 线圈和附加电容构成用于电能传输的中继谐振电路，通过控制中继谐振电路系统的2 个交流开关，从而实现系统的CC/CV 切换[20]。如图6（b）所示，S1和S2闭合时进行恒压传输，S1和S2断开时进行恒流传输，但这种WPT 系统适合应用在耦合机构位置相对固定没有偏移的场合，如给电动自行车充电时，将电动自行车牢固地夹在充电桩中。
图6 含中继线圈的WPT 系统拓扑Fig.6 Topology of WPT system with relay coil
2.3 基于系统参数改变的CC/CV 控制
电压增益为输出电压与输入电压之比，电流-电压增益为输出电流与输入电压之比。利用基尔霍夫定理推导S-S 型补偿的磁感应无线输电系统的电流-电压增益和电压增益可以发现，当发射侧等效电抗XT=0时，系统的电流-电压增益|GUI|=1/（ωM），能够实现恒流输出（其中ω为系统工作的角频率，M为线圈间的互感）；
当发射侧等效电抗与接收侧等效电抗XR满足XT=（ωM）2/XR时，电压增益|GUU|=XR/（ωM），能够实现恒压输出。一种无线充电系统变电容S-S 型补偿拓扑如图7 所示，改变发射侧补偿电容的容值，使XT由0变为（ωM）2/XR即可实现CC 到CV 模式的转换，但在CV 传输下无法实现零相位条件，且电容的变化与互感有关[21]。
图7 变电容S-S 型补偿拓扑Fig.7 S-S compensation topology based on variable capacitance
LCCL 型补偿网络通过一定的参数设计可保持输出电压电流维持恒定状态，故提出基于LCCLLCCL 补偿网络的ICPT 系统，如图8 所示。
图8 变电容LCCL-LCCL 补偿拓扑Fig.8 LCCL-LCCL compensation topology with variable capacitance
当系统工作频率和固有谐振频率相同时，系统的输出电流保持恒定；
当系统工作频率为固有谐振频率的倍时，系统的输出电压保持恒定。通过改变接收端的电容值，控制系统的工作频率和网络固有谐振频率的比值，可以实现恒压、恒流的转换，但这种方法需要先判断负载是否符合条件，且恒压状态下系统的效率有一定下降[22]。
2.4 基于频率调整的CC/CV 控制
图9 所示为三线圈耦合磁感应WPT 系统，Xi（i∈[1，2，3]）为线圈回路i的电抗，Xij=ωMij（i≠j，且i，j∈[1，2，3]）为线圈i，j的耦合感抗。推得该系统的电压增益和电流-电压增益为
图9 三线圈耦合串联补偿的电路拓扑Fig.9 Circuit topology of three-coil coupled series compensation
A1和A2是关于各线圈等效感抗的函数，大小受系统工作频率的影响。当A1=0时，电压增益为（X23X13+X12X3）/A2，可实现与负载无关的恒压传输；
当A2=0时，电流-电压增益为（X23X13+X12X3）/A1，可实现与负载无关的恒流传输。因此，可以控制系统的工作频率改变A1和A2，进而实现恒流和恒压输出模式的切换。该方案不需要使用复杂的切换拓扑方法，无需增加开关管等附加器件，提高了无线充电系统整体的传输效率[2]。
2.5 基于充电状态变化的CC/CV 控制
已知S-S 型补偿网络的谐振无线电能传输系统具有恒流输出功能；
S-LCL 型补偿网络的谐振无线电能传输系统具有恒压输出功能。由于锂电池的等效阻抗在充电过程中会发生变化，因此可以根据输出电压的变化进行拓扑切换。如图10 所示，S-S和S-LCL 两个不同拓扑通过两个互相解耦的线圈连接，并利用不可控整流桥的钳位作用，根据补偿网络的输出电压实现拓扑选择。当等效阻抗较小时导通S-S 补偿拓扑，进行恒流充电；
而当等效阻抗增大到某一临界值后S-LCL 补偿拓扑被导通，进行恒压充电。该系统利用不可控整流桥而不是开关实现拓扑切换，减少了系统的控制难度，且可实现恒流充电到恒压充电的自动转换，但该方案使接收端电路的复杂度大大增加，且二次侧LCL 支路有可能存在断续的情况，另外接收端两个线圈之间需要解耦，否则会影响系统的输出性能[23]。
图10 非开关的拓扑自动切换控制Fig.10 Automatic switching control of non-switch topology
表1 对电动自行车无线充电系统上述控制方式进行了归纳对比。
表1 恒流恒压控制Tab.1 Constant current and constant voltage control
整流电路作为与负载直接联系的一部分，其功率损耗、谐波含量等都对电动自行车高效稳定充电有一定影响[24]，为了减小电动自行车充电器的体积，需要避免庞大复杂的拓扑结构。图11 所示的桥式整流电路的优点是简单高效，被大量运用于电动自行车的无线充电技术。桥式整流可以利用交流电的正负半周期，其效率高于半波整流且输出纹波更小，同时克服了全波整流电路要求变压器次级有中心抽头和二极管承受反压大的缺点。
图11 桥式整流Fig.11 Bridge rectifier
在仿真分析中可以发现，大部分的耗散功率是由无源整流器和电阻调制引起的，为了降低这部分的损耗进而提高电动自行车无线充电的效率，提出接收侧电路去除电阻调制网络，整流器采用有源MOS 开关来提高传输效率，上桥臂交叉耦合，将接收的交流信号用作开关管的驱动信号；
而接收的交流信号通过比较器和非逻辑门后，再作为下桥臂的驱动信号[25-27]。在100 kHz的工作频率下，以开关损耗为主，如图12 所示的有源MOS 整流器拓扑，更适合用作电动自行车的无线充电，整流效率提高到了98.6%[28]。
图12 有源整流器Fig.12 Active rectifier
当整流桥交流等效电阻等于最优负载阻值时称为阻抗匹配，此时IPT 系统效率达到最大。欲使系统在不同负载下均能实现阻抗匹配，需要在系统中增加额外的控制电路。加入DC-DC 电路能调整等效电阻，但增大了电动自行车接收电路体积以及功率损耗，而采用可控开关管替代二极管，实现了类似的功能却不增加额外功率损耗，单相全控整流电路如图13（a）所示，若只控制全桥整流电路的下桥臂则可减小接收侧电路的复杂度，得到的单相半控整流电路如图13（b）所示。可以用扰动观测算法找到最小的系统直流输入电流来调节整流导通角β，从而实现恒流充电和最大效率跟踪[29-30]。另外从平衡原副边电流的角度，控制逆变器与半控整流桥，使原副边电流比为定值，从而实现系统效率的优化[31]。
图13 可控整流电路Fig.13 Controlled rectifier circuit
半控整流电路的开关频率由系统谐振频率决定，这样会导致开关损耗大且控制复杂，考虑VD1和VD2同时导通或关断，使整流电路工作在短路或是全桥整流下，并加入了可控BOOST 电路调节输出电压，如图14 所示，通过测量半控直流电路的输出电压和接收线圈的电流来得到等效电阻，推得最大效率时的半控整流电路以及BOOST 电路占空比，调整占空比以实现最大效率传输，这种方法大大降低了开关频率且简化了控制，但使整流电路变得复杂[32]。
图14 改进的整流器Fig.14 Improved rectifier
电动自行车在行驶的过程中不可避免地会溅起灰尘、泥土等杂物，这些异物中的金属物体出现在无线充电线圈之间时，磁场变化会出现系统工作点偏离、导体异物发热等问题，且电动自行车在充电过程中，电池本身的化学反应也会产生热量。这些热量的产生具有极大的火灾安全隐患。为了尽可能消除隐患，减少热量的产生，异物检测模块对于电动自行车的无线充电系统是十分必要的[33]。
目前的电动自行车无线充电标准都对异物检测作出了相关规定，表2 对几种异物检测方式进行了总结。
表2 异物检测方式对比Tab.2 Comparison among foreign object detection methods
辅助线圈检测法通常需要使用多个足够小的线圈组成阵列式检测线圈进行检测，但在检测小线圈之间易存在空隙，这些空隙就是检测盲区，可以采取多层非重叠线圈、双层对称线圈、非重叠对称线圈或改变辅助线圈形状等方式减小检测盲区[34-35]。为了使检测线圈能在无线输电系统未工作时独立运行，可以采用基于辅助线圈自感变化的含有独立源的检测系统[36]，并且能够通过不同辅助线圈的信号大致判断异物位置，这种检测方法会增加充电器的体积但成本低，较适用于电动自行车的无线充电系统。
系统参数检测法是考虑到当线圈之间出现异物时，可以等效为出现了附加感应电路，金属异物等效电路与传输电路耦合后，造成原副边线圈等效电阻增加、等效电感减小，因此引起系统品质因数及其他参数发生改变[37]，通过对相关的系统参数进行监测从而判断异物是否存在，但这种方法在线圈错位的情况下容易造成误判，适用于电动自行车无线充电器稳固不移位的情况，如定位上锁或磁吸充电。
传感器检测法可以利用雷达、超声波的反射来判断异物位置，也可利用热成像或机器视觉学习技术来获得异物分布状况，还能用电容传感器、温度传感器和光学传感器等对生物体异物进行检测。这种检测方法精准度高，但相对地大大提升了充电器成本，且不利于维护，不适用于电动自行车。
目前，国内外高校和科研机构对于电动自行车无线充电系统均有一定的研究，但由于传输效率低，对耦合系数变化敏感等问题，导致真正产业化、商业化的产品很少，仍有不少问题尚待解决。
（1）优化磁耦合机构的设计。考虑电动自行车的体积特点，不宜安装过于庞大的接收装置，设计怎样的线圈形状、线圈的集成方式以及接收装置的安装位置等，进而获取最大的耦合效率对电动自行车无线充电系统的实现十分重要。现已有无线充电带出现，若能进一步对线圈进行阵列式敷设，则能扩大传输范围，降低车辆严苛的摆放要求。
（2）提高能量传输效率。电动自行车的巨大需求导致了对充电的高要求，无线电能传输技术采用空间磁场或电场的耦合进行能量传输，不可避免地造成了能量的流失，为了提高无线充电的传输效率进而发挥更大的优势，可以从耦合机构和功率变换器的设计等方面进行研究，减少由于功率变换和空间耦合造成的功率损失。此外，不同品牌电动自行车的电池充电电压不同，若考虑在整流环节对电压进行调整，从而能适应不同电池负载的电压要求，在一定程度上能减少额外功率调节电路的使用，提高系统整体效率。
（3）保障系统的输出稳定。目前无线充电技术对于耦合系数及负载的变化依旧比较敏感，线圈的偏移会造成充电效率的降低以及输出的不稳定，如何获取耦合系数和负载信息从而进行闭环控制，是稳定输出的重要一步。通信握手是进行充电的一个非常关键的部分，但随着无线能量传输功率以及系统工作频率的提高，采用射频通信会导致误码率升高，若在能量传输的过程中将该信息进行同步传输则能很好地解决这个问题。
实现安全便捷、高效可靠的充电是如今庞大的电动自行车持有量下急需解决的关键问题之一，电动自行车的无线充电技术因此具有广泛的应用前景。本文从磁耦合机构、恒压恒流控制、整流器以及异物检测等方面对电动自行车无线充电的关键技术进行了归纳总结，并指出了目前亟待解决的问题以及未来可能的研究方向。可以看到，电动自行车无线充电技术已得到广泛的研究，并取得了一定的进展，但要实现普遍的应用仍有许多问题需要解决。相信在各大高校及研究机构的努力下，进一步应用现有理论完成突破，可真正实现电动自行车的高效便捷无线充电。
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